移相全橋拓撲作為一種重要的DC-DC變換器拓撲結構，憑借其獨特的優(yōu)勢在眾多應用場景中發(fā)揮著關鍵作用。
移相全橋拓撲采用移相控制方式，巧妙地利用功率器件的結電容與諧振電感產生的諧振現象，實現了恒定頻率下的軟開關操作模式。這一特性使其能夠顯著降低開關損耗，在提升轉換效率方面表現出色，同時還有助于減小裝置的整體體積，滿足現代電力電子設備對于高效、緊湊的設計要求。
從控制角度來看，移相全橋拓撲通過精準調節(jié)對角線上兩個開關管的導通相位差，也就是移相角，來實現對輸出電壓的有效控制。這種控制策略簡單易行，具備廣泛的應用適應性。根據不同的實現方式，移相全橋拓撲可分為零電壓開關（ZVS）和零電壓零電流開關（ZVZCS）兩種類型。
一、基本電路構成
移相全橋拓撲的基本電路主要由原邊全橋電路、變壓器以及副邊整流電路三部分組成。
原邊全橋電路包含四個功率開關管（Q1-Q4），連接輸入直流源Vin，并且電路中還包含輸入電容Cin以及諧振電感Lr。功率開關器件自帶體二極管（D1-D4）和寄生結電容（C1-C4）。為了有效抑制變壓器出現磁飽和現象，在部分電路設計中會在Lr后串聯隔直電容。
副邊電路則依據具體的應用需求，可選擇全波整流電路或者全橋整流電路。其主要組成部分包括整流二極管（DR1-DR4）、濾波電感Lf、濾波電容Cf以及負載Rd。全橋整流電路通常適用于大功率的應用場景，而在小功率場合則更多地采用全波整流電路。
以ZVS移相全橋電路為例，
它能夠有效降低功率管在開關過程中的損耗，進而提高開關頻率，實現裝置體積的減小。其基本電路構成與上述一致，參見相關電路圖可以更直觀地理解其布局。常用副邊電路有全波整流電路與全橋整流電路兩種形式。
它能夠有效降低功率管在開關過程中的損耗，進而提高開關頻率，實現裝置體積的減小。其基本電路構成與上述一致，參見相關電路圖可以更直觀地理解其布局。常用副邊電路有全波整流電路與全橋整流電路兩種形式。
二、工作原理剖析
（一）PWM控制方式
在移相全橋電路中，存在超前橋臂（Q1、Q2）與滯后橋臂（Q3、Q4）之分。同一橋臂上的上下兩個開關管交替導通，以此來實現對電路的有效控制。
移相角指的是對角線上兩個開關管的導通相位差，其取值范圍在0°到180°之間。通過改變移相角的大小，可以調節(jié)原邊輸出電壓的占空比，從而達到控制輸出電壓的目的。死區(qū)時間是指同一橋臂上下兩管在開通與關斷過程之間的時間間隔，這是為了確保開關管能夠安全可靠地進行切換。
為了便于對電路的工作過程進行分析，我們做出以下假設：
功率開關管的寄生電容滿足C1=C2=Clead，C3=C4=Clag；
濾波電感足夠大，滿足Lf＞＞Lr/K²（其中K為變壓器原副邊匝比）；
輸出濾波電容足夠大，可近似認為其電壓為恒壓源。
（二）工作模態(tài)分析
在一個完整的工作周期內，移相全橋電路包含12種不同的工作模態(tài)。以下將以半個周期（t0～t6）為例進行詳細闡述，并且假設電路副邊采用全波整流電路。
工作模態(tài)1（t0～t1）：正半周期功率輸出模式
在t0時刻，Q1和Q4處于導通狀態(tài)，此時VAB維持恒定（VAB=Vin）。原邊電流Ip通過Q1、Lr、Q4的路徑向負載供應電能，同時對結電容C2、C3進行充電。
變壓器副邊的DR1導通，而DR2截止，由DR1、Lf、Rd構成供電回路。
濾波電感Lf在電壓VLf=Vin/n-V0的作用下，其電流呈現線性增長的趨勢。
工作模態(tài)2（t1～t2）：超前橋臂諧振模式
當到達t1時刻，Q1關斷。由于諧振電感Lr的存在，電流Ip無法突變，繼續(xù)保持正向（A→B）流動。Ip從Q1轉移到C1和C2支路中，對C1進行充電，同時對C2放電，C1、C2與Lr之間發(fā)生諧振現象。
借助C1、C2的作用，Q1實現零電壓關斷。
考慮到諧振電感Lr與原邊等效濾波電感Lf相串聯，整體電感量較大，因此可以認為原邊電流Ip近似保持不變，類似于一個恒流源。
工作模態(tài)3（t2～t3）：原邊電流鉗位續(xù)流模式
到了t2時刻，C1與C2的充放電過程結束。此時C2兩端電壓降為0，電流經D2續(xù)流，將開關管Q2漏源極的電壓箝位為0，從而實現Q2的零電壓開通。
此時VAB=0，原邊電流Ip依舊按照原來的方向繼續(xù)流動，不過其數值在不斷減小。
工作模態(tài)4（t3～t4）：滯后橋臂諧振模式
在t3時刻，Q4關斷。Ip從Q4轉移到C3和C4支路中，對C4充電，對C3放電，諧振電感Lr與C3、C4發(fā)生諧振。
由于C3和C4的作用，Q4實現零電壓關斷。
此時AB之間的電壓由0變?yōu)樨撝担╒AB=-VC4），導致副邊變壓器的感應電動勢反向，使得整流二極管DR2導通，DR1和DR2同時導通后將變壓器的副邊線圈短路。在這個過程中，DR1中的電流逐漸減小，而DR2中的電流則不斷增大。
工作模態(tài)5（t4～t5）：諧振能量回饋電源模式
t4時刻，C3與C4的充放電結束。此時VAB=-VC4=-Vin，D3導通續(xù)流，將開關管Q3漏源極的電壓箝位為0，實現Q3的零電壓開通。
體二極管D2、D3續(xù)流，將諧振電感Lr所儲存的能量回饋給電源，變壓器原邊電流Ip呈現線性減小的趨勢。
工作模態(tài)6（t5～t6）：原邊電流緩變模式
到達t5時刻，Ip變?yōu)榱愫箝_始向負向增大。此時D2和D3關斷，Q2和Q3為原邊電流提供通路。
此時原邊電流尚不足以滿足負載電流的需求，副邊繞組仍處于短接狀態(tài)，因此原邊繞組電壓維持為零，電壓Vin全部施加在Lr兩端，反向線性上升，直至t6時刻，DR1與DR2完成換流，DR1截止，隨后進入負半周期的功率輸出模式（Q2、Q3穩(wěn)定導通）。負半周的工作過程與正半周類似，遵循相同的原理和規(guī)律。
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